由于互补电路对输出电压进行了两次补偿,因此采用较小的耦合电感匝数比n12,即可获得足够宽的输入电压范围,使输入电压范围与瞬态响应特性、稳定性等指标得以兼顾。而且,根据对晶闸管中电流的傅里叶展开分析,n次谐波电流分量in由下式给出

　　其中,Um为无功发生器两端基波激励电压峰值,L2为与晶闸管串联的线性电感,ω为基波角频率,θ为晶闸管触发相移角,晶闸管的导通角为π-2θ。

　　互补电路工作时,两只晶闸管的导通角是近似互补的,对应的两个θ角近似互为余角。由式(1)不难证明,当θ在0～π/2的范围内变化时,3次谐波电流的相位保持不变,5次谐波电流的相位在θ略大于π/5处发生翻转。所以iA、iB中的3次谐波电流分量同相叠加,而对应大部分θ值,5次谐波电流相位相反,部分相消。因L1A与L1B的补偿绕组反极性串联，二补偿绕组中的3次谐波电压反相叠加,部分相消，而对应大部分θ值,二补偿绕组中的5次谐波电压是同相叠加的。C1A、C1B对5次以上的高次谐波电压有较强的抑制作用，而对幅值最大的3次谐波的抑制作用相对较弱，互补电路恰好弥补了这一不足，可进一步降低输出电压的谐波失真。实验证明，对于设计良好的互补电路，当输入电压范围为±25%时，输出电压的谐波含量仍然较小。

　　3.4 互补电路的设计要点

　　互补电路的设计目标之一是要实现无功电流iA与iB基波分量的完全补偿,这一目标需从两个方面实现:其一,主电路元件参数在满足类似于正弦能量分配器设计要求的同时,还必须满足当VTA与VTB任一只完全导通,另一只关断的情况下,iA与iB能够相互完全补偿;其二,在整个输入电压范围内,控制电路必须能够正确控制VTA与VTB的导通角,使iA与iB的基波分量最大限度地相互补偿。分析与实验均证明上述目标是可以实现的,此时两无功发生器的无功电流相互补偿,源端无功电流基波得到有效抑制。

　　由上述分析知，iA与iB中幅值较大的3次谐波电流并不能相互补偿，必须采取措施加以抑制，以减小源端的谐波电流。在电路中加入小电感L3A和L3B,使其分别与C2A、C2B谐振于3ω,构成3次谐波陷波器，可有效抑制源端的3次谐波电流，并进一步降低补偿电压中的3次谐波含量。同时，对L2A与L2B采用特殊绕制工艺使其具有某种非线性，可以进一步减小原本幅值就较小的5次、7次等高次谐波电流，使源端的各次谐波电流均得到良好的抑制。