Delta变换器在高频状态下工作，而交流供电的主回路是5OHz，在变换器开关每个截止的时间间隔内，5OHz的负载电流在每半周中对Delta高频变换器的变压器次级以同方向激磁，因此在Delta高频变换状态下的两个开关管交替通导和截止的过程中，就形成正向电压激磁和反向续流激磁两种状态，下面用4种状态来说明稳态状态下的整个工作过程，见图2-48(a)、(b)、(c)和(d)。图中E，和E2代表串联的两组电容(与电池并联)电压，VT1和VD2为两个开关管，组成半桥变换器的两个桥臂，VD1和VD2乃为与开关管VT1、VT2反向并联的续流二极管，n为输出变压器的匝比，n1=n2/n1。
　　
　　第1状态
　　
　　如图2-48(a)所示，外电路电压υi处于正半周，主回路电压是上正下负，负载电流Io方向是由υi流向负载，此时开关管VT1导通，在电压源E1作用下，在变压器原边激磁，电流几由直流电容电压E1经开关管VT，流向变压器原边，变压器处在正向激磁状态，副边电压nE1与输入电压以同极性(n1为变压器匝比)，也与负载电流仍方向相同，因此Delta变换器输出功率，I1与Io以及E1与nE1，都符合变压器匝比关系。在此状态下，电容电压E1向副边(主回路)输送功率，变压器副边对主电路升压，升压幅值为nE1。

　　
　　第2状态
　　
　　如图2-48(b)所示，外电路电压υi处在正半周，此时，主回路电压是上正下负，负载电流Io此方向是由I1流向负载，令开关管VT1，和VT2都处在关闭状态，变压器原边开路，副边由负载电流Io激磁。由于变压器原边开路，所以在n1绕组上感应高电压，当感应电压高于电容电压E2时，感应电压极性是强迫二极管VD2通，变压器原边电压被钳位在E2+UD，UD步为续流二极管正向压降。变压器原边电流乃通过二极管VD2向直流电容E2反充电，副边电压也与交流输入电压功极性相反，同时也与负载电流此方向相反，所以，变压器从主电路吸收功率，变压器副边对主电路降压，降压幅值为n（E2+UD)，电流几、此以及电压n（E2+UD)都符合变压器匝比关系，在此状态下，变压器原边电流方向是给电容E2充电，变换器从主电路吸收的功率传送给直流电容回路。
　　
　　第3状态
　　
　　如图2-48(c)所示，外电路电压Ui处于负半周，此时，主回路电压是下正上负，负载电流电的方向是由负载流向交流输入电源Ui，假定此时开关管VT2通，变换器在电容电压E2作用下对变压器原边产生激磁电流几，电流乃由电容电压岛经开关VT2流向变压器原边，变压器处在正向激磁状态，副边电压nE2与交流输入电压研同极性(n为变压器匝比)，也与负载此方向相同，因此变换器输出功率，71与尤以及E2与n都符合变压器匝比关系。在此状态下，电容电压E2向副边(主回路)输出功率，变压器副边对主电路升压，升压幅值为nE2。
　　
　　第4状态
　　
　　如图2-48(d)所示，外电路电压Ui处于负半周，此时，主电路电源矾仍为下正上负，负载电流此的方向是由负载流向电源研，令开关管VT2和VT2都处在关闭状态，变压器副边由负载电流如激磁，在原边感应的电压的极性是强迫二极管VD2WD•导通，变压器原边电压被嵌位在n（E2+UD)，变压器副边电压n（E2+UDo)与输入电压极性相反，也与负载电流IO方向相反，因此变换器从主电路吸收功率，变压器副边对主电路降压，降压幅值为n（E2+UD)，电流I1、IO此以及电压E1+UDn（E2+UD)都符合匝比关系。在此状态下变压器原边电流方向是向电容马充电，变换器从主回路吸收的功率输送给直流电容回路。
　　
　　双向变换器工作在高频状态(例如1SkHz)，在交流电(50H2)的每半周(10m5)中，都经历多次输出功率和吸收功率的过程，经电感电容取平均值后形成正弦电压A认随着变换器通导比的变化，就可有效地改变变换器从主回路吸收功率和向主回路输出功率的比例，当输出的平均功率大于吸收的平均功率时，就可使主回路升压，反之，当输出的平均功率小于吸收的平均功率时，就可使主回路降压，补偿电压可大可小，可正可负，从而实现对输入电压以可正可负地连续补偿，保证输出电压的稳定。由于变换器工作频率(l5kHz)远高于输入电压频率(50/12)，所以当输入电压波形失真时，变换器的反馈控制电路同样会迅速做出反应，形成与输入电压失真反极性的补偿电压，使输出电压波形保持稳定不变和正弦化。